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Utilisation du MCU série GD32F130 pour concevoir un schéma de carte d'onduleur de compresseur de réfrigérateur

Présentation du schéma d'onduleur du compresseur de réfrigérateur

La carte de conversion de fréquence présentée dans cet article peut être utilisée pour le contrôle par conversion de fréquence des compresseurs de réfrigérateurs, ainsi que pour le contrôle par conversion de fréquence des hottes de cuisine et des climatiseurs. Le schéma est basé sur le microcontrôleur GigaDevice de la série GD32F130. Ce microcontrôleur est équipé d'un cœur Cortex-M3, capable de réaliser un contrôle PI, un générateur SVPWM et un observateur d'état moteur par logiciel. Une minuterie avancée peut générer directement 6 canaux de modulation de largeur d'impulsion (PWM) complémentaire et réglable en zone morte. La puce est conforme aux normes industrielles de température de fonctionnement, de décharges électrostatiques (DES) et d'interférences électromagnétiques (EMI), et est parfaitement adaptée au contrôle de vitesse à fréquence variable PMSM et BLDC.

Spécifications principales du MCU série GD32F130

Cortex-M3 à 48 MHz, performances de traitement de 50 MIPS ;

Flash : 64 Ko/32 Ko/16 Ko ;

SRAM : 8 Ko/4 Ko/4 Ko ;

CAN haute vitesse et haute précision, CAN 12 bits x 1 à 2.6 Msps, 10 canaux ;

Minuterie avancée x1, qui peut générer 6 sorties PWM complémentaires avec temps mort réglable. minuterie générale x6 ;

Flash avec protection par cryptage matériel ;

Diverses méthodes de communication série : I2C x2, SPI x2, UART x2 ;

Types de packages riches : TSSOP20/ QFN28/ QFN32/ LQFP32/ LQFP48/LQFP64

Plage de température de fonctionnement de qualité industrielle : -40 ℃ ~ + 85 ℃ ;

Caractéristiques ESD de qualité industrielle : 6000 XNUMX volts ;

Principales spécifications et paramètres de la carte onduleur

Puissance de sortie nominale 200 W, tension de bus 310 V, courant de fonctionnement maximum 2 A ;

Méthode orientée champ magnétique, courant sinusoïdal, démarrage et contrôle sans capteur ;

3 Échantillonnage de courant de résistance ;

Le circuit inverseur est constitué de 6 MOSFET de puissance ;

Le schéma fonctionnel de commande du système de commande du moteur est le suivant :

Mise en œuvre du MTPA

Comme le montre le schéma fonctionnel du système, l'ensemble du système est une double commande en boucle fermée, la boucle interne est une boucle de contrôle de courant et la boucle externe est une boucle de contrôle de vitesse. Réglez la direction du flux magnétique du rotor sur l'axe d, l'axe q est l'axe orthogonal de l'axe d, le but de contrôle de la boucle de courant est de découpler le courant du stator et le flux magnétique, et de contrôler le courant du stator sur l'axe q.

Pour le moteur SPM, nous définissons la valeur de contrôle cible id de l'axe d sur 0 et contrôlons tout le courant sur le stator vers l'axe q pour obtenir le couple maximum par ampère (MTPA). À l'heure actuelle, le couple et la vitesse du moteur PMSM sont uniquement liés à la composante actuelle de l'axe q. Nous contrôlons ensuite le courant sur l'axe D via la boucle de contrôle de vitesse pour obtenir un double contrôle en boucle fermée.

Dans le travail réel, puisque la structure du moteur SPM n'est pas idéale, le courant réel sur l'axe d n'est pas 0 ; en même temps, nous contrôlerons également délibérément le courant sur l'axe D, de manière à ce que le moteur dépasse la vitesse de base ; à l'heure actuelle, nous devons ajouter un contrôleur d'affaiblissement de champ à l'axe d pour assurer la réalisation du MTPA. Le diagramme vectoriel lorsque le moteur SPM fonctionne est le suivant :

Mise en œuvre du FOC

Il existe des courants triphasés a, b, c dans le câblage proprement dit du moteur PMSM. Nous devons maintenant connecter les courants triphasés a, b et c avec le courant de l’axe D et le courant de l’axe Q. Nous devons utiliser les deux transformations mathématiques de Clark et Park :

? Transformation de Clark : (a, b, c) → (α, β), α, β sont des systèmes de coordonnées stationnaires orthogonaux à deux phases ;

?Transformation de Park : (α, β)→(D, Q), D, Q est un système de coordonnées rotatives orthogonales biphasées, où θ est la position du flux magnétique du rotor ;

Grâce aux deux changements mathématiques de Clark et Park, nous pouvons décomposer les courants triphasés a, b et c du moteur PMSM en axe D et axe Q, réalisant ainsi un contrôle orienté champ (FOC). Nous pouvons également constater que le point clé de l’ensemble du contrôle FOC est de trouver la position du flux magnétique θ du rotor.

Implémentation du SVPWM

Nous pouvons également utiliser la transformation de Park inverse pour convertir le courant statorique de l'espace D, Q en espace α, β. Après avoir terminé l'orientation du champ magnétique, la dernière étape du contrôle du moteur PMSM consiste à générer une tension PWM agissant sur les bornes triphasées du moteur. Selon les 8 états de commutation de l'onduleur triphasé, nous pouvons lister le tableau des états de l'onduleur à modulation vectorielle spatiale :

Parmi eux, lorsque les trois phases A, B et C sont toutes 0 et 1, il s’agit d’un état invalide. On place ces deux vecteurs d'état à l'origine de l'espace, et les 6 états vectoriels restants U0 → U300 dessinent simplement un hexagone régulier dans l'espace. La méthode traditionnelle en 6 étapes pour contrôler le moteur consiste à ajouter tour à tour ces 6 vecteurs de tension à l’extrémité stator du moteur.

Le but de la modulation vectorielle spatiale (SVPWM) est de former un vecteur de tension rotatif d'amplitude égale à 360 degrés dans l'espace vectoriel, réduisant ainsi les composantes harmoniques de courant produites par l'onduleur et réduisant l'ondulation du couple. La méthode de mise en œuvre de SVPWM consiste à utiliser deux vecteurs de tension de base adjacents pour synthétiser le vecteur de tension rotatif Uout dans l'espace vectoriel, et la valeur maximale de Uout est d'environ 0.886 * VDC. En prenant le premier quadrant comme exemple,

Parmi eux, T1 est le temps d'action du vecteur de tension U0 dans un cycle PWM, T2 est le temps d'action du vecteur de tension U60 dans un cycle PWM et T0 est le temps d'action du composant homopolaire.

On utilise d'abord les valeurs de V_α et V_β pour déterminer le secteur secteur, puis on calcule les valeurs de T1, T2 et T0 en fonction de la fonction trigonométrique et de la valeur de Vdc.

A = V_β ;

B = 1.7320508*V_α-V_β ;

C = -1.7320508*V_α-V_β ;

si(A>= 0) {a= 1;} else a= 0;

si(B>= 0) {b= 1;} sinon b= 0;

si(C>= 0) {c= 1;} sinon c= 0;

N=a+2*b+4*c;

commutateur (N)

{

cas 1 : secteur = 2 ; casser;

cas 2 : secteur = 6 ; casser;

cas 3 : secteur = 1 ; casser;

cas 4 : secteur = 4 ; casser;

cas 5 : secteur = 3 ; casser;

cas 6 : secteur = 5 ; casser;

par défaut : pause ;

}

Afin de réduire les temps de commutation des MOSFET dans le circuit inverseur, une méthode de synthèse vectorielle spatiale à 7 segments peut être utilisée, commençant et terminant par un vecteur nul (000) dans chaque secteur vectoriel, avec un vecteur nul (111) au milieu, et le reste du temps avec un vecteur valide. Comme illustré ci-dessous :

Une fois la tension SVPWM appliquée aux bornes triphasées du moteur PMSM, la forme d'onde de tension de phase en forme de selle peut être vue, comme le montre la figure suivante :

Mise en œuvre de l'observateur d'angle de rotor

Trouver la position θ du flux magnétique du rotor est la clé de l'algorithme FOC, mais dans le processus de rotation à grande vitesse du moteur, la précision du capteur Hall n'est pas suffisante pour trouver avec précision la position θ du flux magnétique du rotor . Dans ce cas, un observateur d'angle de rotor est requis. Les informations d'angle du flux magnétique du rotor peuvent être obtenues à partir de la force électromotrice arrière. Nous ne pouvons pas mesurer directement la FEM arrière du moteur, mais la valeur de la FEM arrière peut être calculée par la méthode de l'observateur.

La valeur d'erreur entre le courant de l'observateur et le courant réel est choisie comme surface de contrôle du mode glissant S,

Si le gain en mode glissant K est suffisamment grand, on peut trouver une surface de contrôle en mode glissant S telle que

Le schéma fonctionnel du système de l'observateur en mode glissant est le suivant :

Si nous voulons garantir la stabilité de la surface de contrôle en mode glissant S, nous devons sélectionner des valeurs efficaces de K et l pour garantir que

Et la valeur l doit être supérieure à -1. Enfin, l'angle θ du rotor peut être calculé par la fonction arctangente.

Le MCU de la série GD32F130 peut facilement mettre en œuvre le générateur SVPWM, la transformation Park/Clark, le contrôleur PI et l'observateur de position du rotor mentionnés ci-dessus. L'ADC SAR haute vitesse et haute précision intégré et le système d'interruption à plusieurs niveaux du MCU peuvent garantir les performances en temps réel du contrôle en boucle fermée.

Carte onduleur pour réfrigérateur GD32F130

image de face

image inversée